Kompresor dynamiki KD-1

Przedstawiam mój archiwalny projekt (rok 2000) kompresora dynamiki m.cz. KD-1 (rys. 1) dla radiostacji amatorskiej, którego istota działania opiera się na technice impulsowej C-przełączane (ang. Switched Capacitor), stosowanej m.in. w scalonych filtrach m.cz., nie mieszczącej się w ramach definicji techniki zarówno analogowej jak i cyfrowej. Kompresor KD-1 gwarantuje niemal taką jak w DSP jakość kompresji przy zdecydowanie niższej cenie od ówczesnych cen realizacji w DSP.

Charakterystyka i dane techniczne

Cechy użytkowe kompresora KD-1:

• Dwie kompresje: lokalna LOK (dla bliskich łączności) i dx-owa DX (dla dalekich).
• Precyzyjnie wyskalowany w dB diodowy wskaźnik poziomu wejściowego (z mikrofonu).
• Niezależna regulacja poziomu wejściowego (z mikrofonu) i wyjściowego (do nadajnika).
• Sygnał zakończenia nadawania Roger Beep. KD-1 powstał w czasach dość sporej liczby stacjonarnych stacji CB, więc uwzględniłem również tą wówczas dużą grupę nadawców.
• Metalowa obudowa znakomicie ekranująca przed silnym polem w.cz.

Dane techniczne:

• Zasilanie: stabilizowane napięcie stałe +13.8 V, ±10%, 280–380 mA.
• Zalecany mikrofon: dynamiczny Z = 500 Ω lub elektretowy.
• Użyteczne pasmo przenoszenia: 180 Hz – 5 kHz (−3 dB).
• Rezystancja wejściowa: 7.5 kΩ.
• Rezystancja wyjsciowa: < 1 kΩ.
• Roger Beep: 2 kHz / 130 ms.
• Wymiary (szer × wys × głęb): 236 × 55 × 152 mm.

Istota działania KD-1 skupia się na jego wzmacniaczu o wzmocnieniu kontrolowanym napięciem VCA (ang. Voltage Controlled Amplifier) zrealizowanym w technice C-przełączane, dzięki czemu osiągnięto:

1. Dużą dynamikę zmian wzmocnienia k bloku VCA co najmniej 75 dB, przez co jest on odporny na różne poziomy głośności mowy.
2. Małe zniekształcenia do 1% w stanie ustalonego wzmocnienia k niezależnie od wielkości tego wzmocnienia. Niestety dla wielu prostych rozwiązań pojęcie kompresji nieodłącznie wiąże się z dużymi zniekształceniami.
3. Logarytmiczną charakterystykę VCA zależności wzmocnienia od napięcia k(U), innymi słowy stałość współczynnika wzmocnienia w dB/V. W konsekwencji daje to stałość współczynnika w dB/s zmian czułości całego kompresora w funkcji czasu, co skutkuje małymi zniekształceniami samego procesu kompresji (większą naturaność brzmienia) oraz uniezależnia raz nastawione dynamiczne parametry kompresora (szybkość) od poziomu głośności mowy. Jednak zniekształcenia kompresji zależą też w dużej mierze od bloków współpracujących z VCA (detektor, pętla ARW).
4. Małe przenikanie na wyjście napięcia regulacji VCA. W prostych rozwiązaniach takie przenikanie powoduje dodatkowy nalot "charczenia" w brzmieniu tym większy, im szybsza jest reakcja kompresora. Efekt ten dominuje w najprostszych jednotranzystorowych VCA, gdzie napięcie regulacji przekładając się na punkt pracy tranzystora wprost dodaje się do sygnału wyjściowego. Sposobem na zmniejszenie jego słyszalności w tych prostych układach jest spowolnienie kompresora tak, by częstotliwość zmian napięcia regulacji leżała dużo poniżej akustycznego pasma przenoszenia kompresora.

Ciężko jest pogodzić jednocześnie wszystkie powyższe 4 cechy. Na podstawie własnych doświadczeń zauważam, że:

• Najprostsze jednotranzystorowe VCA mają problem ze spełnieniem jakiegokolwiek z powyższych warunków. Jednak w bardzo ograniczonym zakresie dynamiki spełniają swe zadanie.
• Dedykowane analogowe układy scalone mają przeważnie problem z przenikaniem na wyjście napięcia regulacji (miewają regulację zrównoważenia tego przenikania), a większość z nich ma nieprzyjazną charakterystykę k(U) bloku VCA.
• Ciekawym rozwiązaniem jest praca fotorezystora jako VCA – ma on niezłą dynamikę przy praktycznie braku zniekształceń w stanie ustalonym i zerowym przenikaniu napięcia regulacji. Niestety nie ma on logarytmicznej charakterystyki k(U) oraz z natury jest za wolny. To ostatnie można poprawić stosując dwa i więcej kaskadowo połączonych VCA, z których każdy pracuje w węższym, a więc szybciej realizowalnym obszarze dynamiki. Ze względu na dość miękką interwencję, spróbowanie fotorezystora polecam miłośnikom stosowania lamp audio w ESSB.

Kompresor KD-1 zapewnia bardzo małe całkowite zniekształcenia sygnału przy równocześnie dużej szybkości reakcji na zdarzenia dźwiękowe (szybki powrót dużego wzmocnienia VCA po zaniku sygnału, ang. release). Zbliża go to znacznie do ideału jakim jest kompresor DSP. Bardzo niskie zniekształcenia reprezentowały niegdyś układy ARW w tanich magnetofonach przenośnych (przy funkcji nagrywania), jednak były również bardzo wolne (nie były projektowane jako kompresor). Zbyt wolne działanie release objawia się w postaci "ściemniania" barwy zmniejszając ogólne wrażenie kompresji – pogłębianie kompresji poziomem w tym przypadku niewiele daje, zwiększa natomiast zakłócenia otoczenia. Skrajnie dużą szybkość mają natomiast proste ograniczniki np. diodowe lub tzw. "wzmocnionka" pracujące w stanie przesterowania – niestety układy te zniekształcają poważnie sygnał. W prostych rozwiązaniach kompresorów obszar małych zniekształceń jest rozłączny z obszarem dużej szybkości (krótkim czasem release). W przypadku KD-1 obszary te nachodzą na siebie (patrz wspólny prawy dolny obszar na rys. 2).

Na końcu artykułu zamieściłem próbki audio kompresora KD-1.

Dodatkowo w kompresorze KD-1 występuje odmienność procesów dla kompresji lokalnej LOK i dx-owej DX – nie jest to zwykłe zwiększenie wzmocnienia przy przejściu z LOK na DX, ale wraz z przejściem z kompresji bezprogowej na progową. Osiągnięto w ten sposób redukcję zakłoceń otoczenia w porównaniu do sytuacji jedynie prostego zwiększenia wzmocnienia.

Analiza teoretyczna

Sercem kompresora dynamiki KD-1 jest VCA, który w zasadzie jest tłumikiem (skrót może pozostać bez zmian – Voltage Controlled Attenuator). Jego elementem składowym jest blok o regulowanym tłumieniu w zależności od szerokości impulsów zrealizowany w technice impulsowej C-przełączane, nazwijmy go TCA (Time Controlled Attenuator). Zasada działania TCA została pokazana na rys. 3.

TCA taktowane jest 4-fazowym zegarem o częstotliwości co najmniej 8 razy wyższej od maksymalnej częstotliwości akustycznej kompresora. Kolejno następują w nim fazy:

• ∅₁: Ładowanie kondensatora C do wejściowego napięcia E (próbkowanie wejścia).
• ∅₂: Rozładowanie C przez rezystor R do napięcia tym niższego, im oczywiście dłuższy jest czas rozładowania. Mamy tu zależność A(t) tłumienia od czasu trwania tej fazy (im czas t dłuższy, tym tłumienie A większe).
• ∅₃: Przeładowanie U_C do wyjściowej pojemności C_O, na której odkłada się napięcie wyjściowe TCA.
• ∅₄: Strefa martwa: Rozłączone wszystkie klucze dla stłumienia ew. przesłuchu pomiędzy fazami ∅₃ i ponownej ∅₁. Taki przesłuch mógłby mieć miejsce na skutek nieidealności przełączeń tj. gdyby istniał niezerowy przedział czasu od załączenia fazy ∅₁ do wyłączenia fazy ∅₃ – wówczas przez ten krótki czas całe E przechodziłoby na wyjście TCA (szpilka dużego napięcia).

Istota działania TCA polega więc na zmianie jego tłumienia A pod wpływem zmian czasu t trwania fazy ∅₂ (im dłuższy t, tym większe A). Jednak co ważniejsze, zmiany te są logarytmiczne lub inaczej ujmując liniowe w skali dB lub jeszcze inaczej – mają stały współczynnik w dB/s (decybeli na sekundę). Jeśli uniezależnimy pracę pozostałych faz od czasu ich trwania, możemy operować zmianami okresu podstawy czasu całego 4-fazowego zegara, co zostało zrealizowane w KD-1. W istocie wystarczy zapewnić poprawność pracy pozostałych faz dla najkrótszego okresu zegara.

Krzywa rozładowania z początkowego napięcia E kondensatora C przez rezystancję R (τ = RC) jest opisana klasyczną zależnością

(1)

Tłumienie A układu z rys. 3 zależy od czasu rozładowania kondensatora C. W praktyce okres zegara będzie się zmieniać pomiędzy dwiema ustalonymi niezerowymi wartościami, z których wynikają niezerowe skrajne czasy t₁ i t₂ (t₁ < t₂) trwania fazy rozładowania ∅₂, odpowiednio dla najmniejszego (początkowego) i największego tłumienia A. Rozważmy więc stosunek tłumienia TCA dla dwóch czasów t₁ i t₂

Jego postać jest identyczna jak dla bezwzględnego czasu t (dla t₁ = 0). Teraz przejdźmy na różnicę tłumień w dB:

(2)

Jak widzimy A(Δt) [dB] jest funkcją liniową o stałym współczynniku nachylenia 8.69/τ dB/s – wystarczy, że później dodamy blok generatora z liniową funkcją zmiany okresu od napięcia T(U), a uzyskamy pożądaną liniową funkcję A(U) [dB] (patrz wyżej omówione cechy). Przy projektowaniu kompresora będziemy wyliczać stałą czasową τ z zadanych A i Δt, czyli ostatecznie interesować nas będzie przekształcona postać wyrażenia (2)

(3)

Powyższy wynik dotyczy tłumienia A addytywnego względem tłumienia początkowego dla zmiany czasu rozładowania Δt. To tłumienie początkowe praktycznie jest rzędu kilku dB i wynika z:

1. Niedoładowania kondensatora C w fazie ∅₁. Jest to do pominięcia z powodu małej r_ON kluczy.
2. Zasadniczego tłumienia początkowego fazy ∅₂ dla t = t₁ we wzorze (1), w praktyce jest to największy składnik początkowego tłumienia TCA.
3. Przeładowania części ładunku kondensatora C do C_O ze wzmocnieniem napięciowym C / (C + C_O) < 1. Nawiasem mówiąc faza ta jest klasycznym tłumikiem w technice C-przełączane.

Realizacja praktyczna

Mimo iż poniższy opis KD-1 jest wystarczająco dokładny dla samodzielnego wykonania tego kompresora, dzisiaj wydaje się nieoptymalnym realizowanie go w dokładnie takiej postaci z następujących powodów:

1. Zastosowane typy elementów są już dzisiaj nieoptymalne/przestarzałe – przy obecnie dużo większych możliwościach dostępu w kraju do elementów elektronicznych i samego rozwoju elektroniki przez ostatnie 15 lat wydaje się, że teraz niektóre bloki KD-1 można zrealizować lepiej, również sam schemat mógłby być mniejszy.
2. Pomimo iż KD-1 działa bardzo dobrze, na dzień dzisiejszy mam uwagi co do niektórych jego rozwiązań.

Powyższe kwestie będę na bieżąco zaznaczał podczas szczegółowego omawiania bloków KD-1. Zamieszczę też pomysły dalszego rozwoju projektu.

Poza tym jest dla mnie nierozstrzygniętą kwestią w ogóle opłacalność wykonania tego kompresora. W 2000 roku cenowo wypadał on bardzo korzystnie z powodu zastowania w nim bardzo tanich układów, ale był pracochłonny w realizacji. Dzisiaj z pewnością dałoby się uprościć jego schemat, ale z kolei cena konkurencyjnego DSP oraz przetworników ADC/DAC (wbudowanych w mikrokontrolery) znacznie spadła. Publikuję dokumentację KD-1 głównie jako ciekawostkę techniczną oraz dla zainteresowanych osób jako wstęp do lepszej współczesnej realizacji tego projektu. Z tego samego powodu publikuję oryginalną jedynie papierową (a nie porządnie przerysowaną) postać schematu – tylko PCB było narysowane na komputerze, w programie Tango.

VCA

Blok wzmacniacza o regulowanym napięciowo wzmocnieniu VCA (rys. 4) składa się z następujacych modułów:

1. Generatora częstotliwości w przedziale 80–880 kHz o okresie liniowo przestrajanym napięciem zapodanym w punkcie C i wyjściu na US3.6 (lewa górna część schematu).
2. Układu formowania sygnałów 4-fazowych o wejściu na US4.3 (prawa górna).
3. TCA o wejściu i wyjściu w punktach odpowiednio A i B (dolna).

Już w tym miejscu zaznaczę, że obwody wewnętrzne kompresora zasilane są napięciami ±5 V z masą układów cyfrowych podłączoną do −5 V. Stąd np. poziomy H są pobierane z masy całego kompresora.

W generatorze 80–880 kHz sterowanym napięciem w punkcie C kondensator C₁₂ ładowany jest ze źródła prądowego na tranzystorze T1 zapewniającego napięciowo liniowe ładowanie, a tym samym liniowość zmian okresu od napięcia T(U) generatora. Po przekroczeniu przez napięcie na C₁₂ poziomu zapodanego w punkcie C komparator US2 wyzwala monostabilny przerzutnik US3, który przez inwerter załącza klucz będący częścią układu US19 na czas 100 ns, co wystarcza na całkowite rozładowanie C₁₂ i tym samym rozpoczęcie następnego cyklu generatora. Dolna granica przestrajania generatora 80 kHz jest wystarczająca dla realizacji TCA dla akustycznego pasma do 10 kHz.

Układ prototypu generatora dokładnie z rys. 4 zawiera formalny błąd w postaci zabronionego, ale przynajmniej teoretycznie stabilnego stanu, kiedy to napięcie na C₁₂ osiąga wartość większą od napięcia w punkcie C dążac w konsekwencji do wartości nasycającej źródło prądowe. Stan ten wystąpiłby, gdyby przerzutnik monostabilny "przegapił" rozładowanie C₁₂ np. w wyniku zakłóceń zasilania układu. Stosowna modyfikacja polegająca na podtrzymaniu impulsu rozładowującego (przy okazji też niewielkiego 10 ns przyśpieszenia impulsu) została dodana na wyjście US3.1 i przedstawiona jest na rys. 5. Zamiast tej modyfikacji, jako US3 mogłem użyć przerzutnika 74123 z podtrzymaniem tym bardziej, że dysponowałem jednym takim wolnym (US14 na rys. 9). Traktuję to jak załatany błąd konstrukcyjny prototypu.

Nie pamiętam obecnie, dlaczego nie zastosowałem czegoś na kształt układów 555. Chyba zadecydowała cena ówczesnych gotowych układów spełniających wymagania co do zakresu przestrajania i liniowości (przy takim rozmiarze schematu, każdy jego fragment musi być za przysłowiową złotówkę). Z pewnością dzisiaj ten fragment podlegałby weryfikacji pod kątem obecnych możliwości tanich układów czasowych.

Analizę pracy układu formowania sygnałów 4-fazowych pozostawiam czytelnikowi. Ważnym wnioskiem jest fakt, że aktywny czas każdej fazy zegara jest równy okresowi generatora podstawy czasu tj. sygnału z wyjścia US3.6 (80–880 kHz). Mimo iż układ formowania udało się zrealizować na dwóch układach (nie licząc buforów 10 V), to z pewnością dzisiaj trzebaby rozważyć zastosowanie pojedyńczego układu programowalnego.

Skupmy się teraz na TCA (dolna część schematu). Aby wyliczyć ze wzoru (3) stałą czasową τ = R₃₀C₁₅ z rys. 4, potrzebujemy znać m.in. dynamikę zmian tłumienia TCA. W moich pomiarach 75 dB jest wystarczające, aby kompresor był odporny na duże różnice w poziomach mowy. Jako Δt przyjmujemy oczywiście różnicę okresów wynikających z dwóch skrajnych częstotliwości 80 i 880 kHz:

(4)

Zakładam wartość R₃₀ = 5.1 kΩ jako mniej więcej 10 razy większą od r_ON ≤ 400 Ω klucza z US20 (MCY74066). Im większy jest stosunek R₃₀ / r_ON, tym mniejsze będą zniekształcenia nieliniowe VCA, które skupiają się głównie na nieliniowości r_ON kluczy (zniekształcenia te szacuję na < 1 %). Otrzymujemy zatem

(5)

Po uwzględnieniu pojemności kluczy, finalną pojemność C₁₅ ustaliłem na 220 pF. Wydaje się to wartość akceptowalna z punktu widzenia tłumienia silnych pól w.cz. pochodzących od nadajnika radiostacji. Niemniej w dzisiejszej wersji zastanowiłbym się nad użyciem kluczy z na tyle mniejszą r_ON, aby R₃₀ miał tak małą wartość (≤ 1 kΩ), by C₁₅ była na poziomie co najmniej 1 nF. Z pewnością zastosowana metalowa obudowa poprawia sytuację.

Moje orientacyjne pomiary TCA potwierdziły jego dynamikę rzędu 75 dB. Można się zastanowić, czy to VCA dysponuje dalszym zapasem dynamiki, gdyby taka potrzeba zaistaniała. Z tego co pamiętam, podany zakres generatora 80–880 kHz był kresem stabilnych możliwości jaki udało mi sie uzyskać (w zachowanych notatkach z testów znajduję maksymalnie zakres 77.5–1289 kHz). Zatem ewentualnych zapasów należałoby szukać w TCA. Zgodnie ze wzorem (2) pozostała możliwość zmniejszenie stałej czasowej τ, a więc zmiejszenie R₃₀ i/lub C₁₅. Wydaje się, że spokojnie można każdą z tych wartości zmniejszyć tak, aby osiągnąć dynamikę metody nawet 100 dB (pomijam szumy wzm. operacyjnych). Jednak na słuch zauważam, że z grubsza okolice 75 dB są mniej więcej praktycznym kresem tej dynamiki przy zastosowanych kluczach i zakresu częstotliwości generatora – dominujący okazuje się niżej opisany szum.

Podczas pracy VCA w trybie kompresji LOK (bezprogowej), a więc przy interwencji ARW kompresora już przy bardzo małych poziomach sygnału m.cz., daje się zauważyć niewielki jazgotowy szum tej interwencji wynikający prawdopodobnie z przenikania napięcia regulacji VCA (w tym przypadku jako napięcia w.cz. generatora przez pojemności wejściowe bramek kluczy). Przy większych poziomach m.cz. szum ten jest zagłuszany. Jest to ledwo zauważalne, ale przypuszczam, że zastosowanie lepszych kluczy zmniejszyłoby poziom tego szumu. Obecnie mamy wiele typów tanich kluczy lepszych od serii 74066 (posiadających mniejsze r_ON i pojemności). Prawdopodobnie też zwiększenie C₁₅ (z odpowiednią korektą R₃₀) przyczyniłoby się do zmniejszenia tego zjawiska. Dalej też opiszę propozycję modyfikacji samej kompresji LOK zmniejszającej ten niekorzystny efekt.

Klucze faz ∅₁ i ∅₃ pracują w konfiguracji T na podstawie teoretycznej analizy i komputerowej symulacji (PSpice) możliwości układu MCY74066. Istotne są tu pojemności wyłączonego kanału mogące powodować przenikanie dużego napięcia wejściowego wprost na wyjście TCA. Być może dzisiaj dałoby się zastosować pojedyńcze współczesne klucze (bez konfig. T), co zmniejszyłoby ilość układów z kluczami może nawet do jednego układu.

Wyjaśnienia wymaga jeszcze chyba nie do końca optymalne stałoprądowe połączenie wyjścia US8 z pierwszym kluczem fazy ∅₁. W pierwotnym zamyśle ta stałoprądowość miała w prosty sposób zapewnić niską rezystancję ładowania C₁₅ oraz zabezpieczyć przed ewentualnym powstawaniem, a następnie "pompowaniem" podczas pracy ARW (w konsekwencji "przypadkowej" pracy kluczy) składowej stałej potencjalnego kondensatora na wyjściu US8, stwarzającej niebezpieczeństwo basowego przydźwięku w takt pracy ARW. Dzisiaj problem składowej stałej wydaje mi się przesadzony. Obecne rozwiązanie działa poprawnie, ale jest niepotrzebna komplikacja związana z równoważeniem US8 na minimalne zakłócenia oraz być może jedną ze składowych omówionego wyżej szumu jest kluczowanie wyjściowego napięcia niezrównoważenia US8.

Filtr wyjściowy i detektor

Rys. 6 przedstawia blok składający się z następujących modułów:

1. Środkowo-przepustowy filtr wyjściowy US9B/C załączony na wyjście VCA (punkt B).
2. Detektor (pozostała część schematu), którego wyjście (punkt C) steruje napięciowo VCA (jego generator).

Filtr wyjściowy to dwa stopnie dolnoprzepustowe FDP po 12 dB/okt z dodatkowymi ograniczeniami górnoprzepustowymi FGP jako kondensatory sprzęgające.

Na wyjście filtra US9C.8 podłączone jest wejście dwupołówkowego prostownika US9D, który wymaga wysokorezystancyjnego obciążenia.

Dalsza częśc schematu to detektor ARW realizujący następujące rodzaje kompresji:

1. LOK – bezprogowa dla łączności lokalnych (US10A). W trybie tym pętla ARW posiada małe określone wzmocnienie i pracuje przy każdym poziomie sygnału m.cz. (począwszy od ciszy) – nie posiada więc progu zadziałania (ang. threshold).
2. DX – progowa dla łączności dx-owych (US11). W trybie tym pętla ARW posiada duże wzmocnienie (zdeterminowane komparatorem LM311) oraz próg zadziałania nie dopuszczając (na skutek tego dużego wzmocnienia) do przekroczenia progu przez sygnał m.cz.

Układ US11 pracuje również przy LOK pełniąc pomocniczą funkcję ogranicznika amplitudy. Różnica pracy US11 w obu trybach kompresji polega na dużej różnicy częstości interwencji tego układu – przy DX interweniuje bardzo często, przy LOK bardzo rzadko.

Klucz na US19 wyłącza wzmacniacz US10A podczas pracy DX, natomiast klucz US21 (w dolnej prawej części rys. 4) zwiększa dla DX wzmocnienie VCA.

Kondensator C₂₇ ustala stałe czasowe detektora. Jest on rozładowywany napięciowo liniowo przez źródło prądowe na tranzystorze T2. Liniowość ta jest konieczna dla liniowego przywracania czułości kompresora (release) liczonego w dB/s po zaniku głośnych zgłosek (patrz cechy na wstępie).

Czas rozładowania C₂₇ (release) możemy regulować wartością prądu źródła prądowego przez zmianę R₅₉. Na potrzeby amatorskiej radiostacji ustalamy go na najszybszy bez zniekształceń kompresji.

Czas ładowania C₂₇ możemy zmieniać wartością rezystancji R₅₃ (LOK) i R₅₆ (DX) i stanowi on o szybkości reakcji kompresora na pojawianie się dużych natężeń dźwięku (ang. attack time):

1. Za krótki powoduje ścinanie w trapez przebiegów o małej częstotliwości skutkujące słuchowym wrażeniem zwykłego "taniego" przesteru.
2. Za długi powoduje powstawanie przerzutów (overshoot), które w skrajnym przypadku są słyszalne jak trzaski.

Zatem wraz ze zmniejszaniem zniekształceń spowodowanych obcinaniem przebiegów zwiększamy przerzuty. Okazuje się, że najoptymalniejszy czas ładowania C₂₇ (attack time) to dopuszczenie do sporadycznych przerzutów. Nawiasem mówiąc wydaje mi się, że niektórzy producenci transceiverów doszli do podobnego wniosku w konstrukcji ALC, choć trzeba przyznać, że sposobności do powstawania overshootów jest tam więcej z spowodu długiego i skompikowanego toru całej pętli ALC.

Wcześniej wspomniałem o niewielkim szumie powstałym być może z przenikania napięcia regulacji VCA. Praktycznie okazuje się, że podlega on niewielkim i dość okresowym wahaniom wraz z niewielkimi zmianami R₅₃. Nie znam przyczyny tego zjawiska, w każdym bądź razie warto było dodać w szereg z R₅₃ potencometr nastawny PR₂ :-)

A teraz kilka pomysłów na poprawki w detektorze.

Ścisła koncepcja LOK nadaje plastyczności brzmienia mowy. Być może obecnie nie upierałbym się przy tak dokładnej realizacji tego modelu – zastosowałbym próg o niewielkim poziomie zaraz nad poziomem ciszy, taki quasi LOK. Przypuszczam, że wówczas ten mały szum znikłby całkowicie tj. pojawiałby się tylko w obecności zagłuszającego go sygnału m.cz. Zapewne taki niewielki zabieg nie pogorszyłby plastyczności brzmienia.

Zastanowiłbym się nad poprawą ciągłości pracy (eliminacja skoków) wzmacniaczy operacyjnych współpracujacych z diodami w pętli sprzężenia zwrotnego (US9D i US10A). Może spróbowałbym innych rozwiązań z definicji bazujących na pracy ciągłej wewnątrz układu. Być może nieciagłości pracy tych wzmacniaczy są składowymi wspomnianego szumu.

Może wymiana US11 z komparatora LM311 na liniowy stopień o dużym, ale w miarę ograniczonym wzmocnieniu (rzędu 10–100) poprawiłaby pracę w trybie DX, która wydaje się nieco szarpana.

W kwestii przerzutów dobrym pomysłem wydaje się zamiana wtórnika US10B na liniowy wzmacniacz o nastawianym progu obcinania przebiegu (za dużych przerzutów). Próg ten byłby nastawiony jakieś 20% powyżej progu ogranicznika US11.

Wzmacniacz i filtr wejściowy

Blok ten składa się z następujących modułów (rys. 7):

1. Wzmacniacz mikrofonowy (US1A).
2. Filtr środkowo-przepustowy (pozostała część schematu), którego wyjście (punkt A) steruje wejście m.cz. VCA.

Niestety okazało się, że dla mikrofonu dynamicznego układ US1A = TL074 ma trochę za duże szumy, więc dobudowałem jednotranzystorowy przedwzmacniacz (rys. 8). Wyjaśnienia wymaga w nim dioda D9 – jest to zabezpieczenie ESD bazy tranzystora T3.

W filtrze wejściowym położyłem szczególny nacisk na ostre "cięcie" najniższych basów w celu wyeliminowania zjawiska "przytłaczania" pracy kompresora, jest tu nachylenie 2 x 12 dB/okt – dzięki temu dźwięk jest "jaśniejszy". Od strony wysokich tonów jest 12 dB/okt filtracja antyaliasingowa dla VCA.

Podsumowując filtracje, cały liniowy tor kompresora ma pasmo przenoszenia 260–3330 Hz (−4 dB). Uwzględniając kompresję pasmo to rozszerza się do 180 Hz – 5 kHz (−3 dB). W dobie dzisiejszej mody modulacji zawierającej sporo basów (ESSB) sądzę, że należałoby obniżyć dolną częstotliwość graniczną kompresora do 100 Hz (−3 dB), oczywiście pozostawiając duże nachylenie tego zbocza filtru.

Pozostałe bloki

Omówienie pozostałych bloków pomijam, a są to:

1. Logika przełączania nadawanie/odbiór i Roger Beep dla nadawców CB (rys. 9).
2. Wskaźnik LED poziomu sygnału wejściowego (rys. 10).
3. Stabilizator napięcia ±5 V (rys. 11).

Tylko jedna uwaga (ostrzeżenie) odnośnie zasilacza – taką konfigurację (a nie dwa stabilizatory ±5 V) można stosować przy założeniu niewpływania prądu do wyjścia stabilizatora +5 V. Tutaj jest to spełnione, gdyż układy cyfrowe TTL pobierają najwięcej energii.

Podsumowanie

Oryginalnie w KD-1 zastosowałem układy standardowej rodziny TTL, od razu można to zamienić na wersje niskomocowe. Chyba nie naruszy to pracy stabilizatora +5 V (patrz uwaga do zasilacza).

W celu uproszczenia schematu KD-1 można uprościć filtrację m.cz., szczególnie na wyjściu kompresora pozostawiając to zadanie transceiverowi. Uproszczenie filtracji wejściowej sprowadzałoby się jedynie do basów, gdzie powinna być ona co najmniej 12 dB/okt. Od strony wysokich tonów niewiele można już zdziałać z powodu wymogu antyaliasingu dla VCA.

Można oczywiście też zrezygnować z dodatków tj. Roger Beep, czy wskaźnika LED poziomu wejściowego.

W obecnych czasach warto byłoby przeprowadzić analizę schematu KD-1 pod kątem odporności na GSM i ew. zweryfikować obecny stan zabezpieczenia przed polami w.cz. naszego nadajnika. Dzisiaj 100 W to niemal QRP ;-)

Obecny schemat KD-1 jest dość obszerny i liczy m.in.:

• 19 układów scalonych,
• 3 tranzystory,
• 2 stabilizatory napięcia,
• 96 rezystorów,
• 51 kondensatorów,
• 10 diod.

Niemniej cena elementów jest niska, z tego co pamiętam w 2000 roku zamykała się w 100 zł.

Wizualizacja

Wygląd zewnętrzny kompresora KD-1 został przedstawiony na rys. 1 na początku artykułu. Poniżej przedstawiam wgląd w jego wnętrze (rys. 12), plan rozmieszczenia elementów na PCB (rys. 13) oraz rysunek płyty czołowej (rys. 14).

Pliki dźwiękowe

W tabeli 1 przedstawiam próbki dźwiękowe kompresora KD-1. Mają one jednakową maksymalną wartość chwilową natężenia dźwięku. Można więc też porównać wartości średnie głośności poszczególnych testów, co stanowi o sile "przebicia" podczas QSO. Na początku (pierwszy wiersz tabeli) zamieszczone są próbki bez udziału kompresora. Z tego miejsca dziekuję kuzynowi Adamowi i kuzynce Magdzie za użyczenie głosu, są to naprawdę bardzo archiwalne nagrania :-)

Zakończenie

Mam nadzieję, że zainteresowała Cię konstrukcja KD-1. Być może znajdą się osoby mające pomysł na uproszczenie tego kompresora przy sensownej cenie elementów, wykonanie prototypu i podzielenie się wynikami. Obecnie przed takimi rozwiązaniami stawiane są wymagania modnego ostatnio ESSB. Sądzę, że po obniżeniu dolnej częstotliwości granicznej KD-1 będzie spokojnie te wymagania spełniał.

Historia artykułu
2015-01-10: powstanie
2023-12-20: korekta po przejściu z J3 na J5

© Copyright Krzysztof Kolisz SQ8IJZ 2015