Wzmacniacz mocy
Teraz przedstawię fragment obliczeń wzmacniacza mocy.
Funkcję tę pełni przeciwsobny wzmacniacz tranzystorowy z końcowym stopniem w układzie Darlingtona. Stabilizację punktu pracy zapewniają dwa układy (w każdym ramieniu) wtórnika z zastosowaniem wzmacniaczy operacyjnych WO1 i WO2. Ich działanie powoduje stan równości napięć $U_\text{E2}$ oraz na wejściu (+) wzmacniacza WO1 (rozpatrując górne ramię wzmacniacza). Umożliwia to sprowadzenie zagadnienia stabilizacji prądu spoczynkowego do odpowiedniego obliczenia dzielnika $R_\text{d1}$ i $R_\text{d2}$. Jeżeli $R_\text{d2} \ll R_\text{d1}$, na wyjściu wzmacniacza otrzymujemy napięcie zbliżone do wyjściowego WO3 pracującego jako przedwzmacniacz oraz pełniącego funkcję sumatora napięcia wejściowego $U_\text{i}$ oraz ujemnego sprzężenia zwrotnego. Warunkiem nie wzbudzania się wzmacniacza jest zastosowanie jako WO3 układu umożliwiającego zewnętrzną kompensację częstotliwościową.
Na schemacie podałem dwa dodatnie napięcia zasilania: $\boldsymbol{15\textbf{ V}}$ oraz $\boldsymbol{30\textbf{ V}}$. Są to dwa napięcia zasilacza przełączane przez blok sterujący. Ogranicza to straty mocy przy dużych prądach wyjściowych $I_\text{o}$ przy równocześnie występującym małym napięciu wyjściowym $U_\text{o}$. Ujemne napięcie zasilania jest oczywiście potrzebne do osiągnięcia stanu $U_\text{o} = 0$.
Dalej podałem przykład obliczenia prądu spoczynkowego tranzystorów mocy. Celem jest uzyskanie możliwie małej jego wartości (płytka klasa AB).
1. Wstępne założenia ($U_\text{o} = 0$, $I_\text{o} = 0$).
W stanie spoczynkowym jest słuszne poniższe równanie prądów oraz zakładam dodatkowo równanie napięć
$$\begin{array}{l} I_\text{C2sp} = I_\text{C4sp} = I_\text{sp} \\ U_{R_\text{E2}\text{sp}} = U_{R_\text{E4}\text{sp}} = U_{R_\text{E}\text{sp}} \end{array} \tag{1}$$
gdzie $I_\text{sp}$ jest prądem spoczynkowym. Z powyższego wynika równość rezystorów emiterowych
$$R_\text{E2} = R_\text{E4} = R_\text{E} \tag{2}$$
Warunkiem istnienia jakiegokolwiek prądu spoczynkowego jest nierówność
$$U_{R_\text{E}\text{sp}} > V_\text{IOmax} \tag{3}$$
gdzie $V_\text{IOmax}$ jest maksymalnym napięciem niezrównoważenia wzmacniaczy operacyjnych WO1 i WO2. Niespełnienie powyższej nierówności spowoduje silne wahania $I_\text{sp}$ w zależności od egzemplarza wzmacniacza operacyjnego. Dla typu TL082 wartość $V_\text{IOmax}$ wynosi $9\text{ mV}$.
Przyjmuję
$$U_{R_\text{E}\text{sp}} = 2V_\text{IOmax}$$
Daje to maksymalną odchyłkę $I_\text{sp}$ równą $50\%$.
2. Obliczenie $R_\text{E}$ oraz prądu spoczynkowego.
Ze względu na małe napięcie $|E_2|$ zaczynam od kryterium maksymalnego spadku napięcia $U_{R_\text{E4}}$ (na rezystorze emiterowym tranzystora T4).
$$R_\text{E4} = \frac{U_{R_\text{E4}\text{max}}}{I_{R_\text{E4}\text{max}}} \tag{4}$$
Ze względu na bezpieczeństwo bazy T4 zakładam
$$|U_\text{CEsat4}| \leq |U_\text{BE4}| + |U_\text{CEsat3}| \leq |U_\text{BE3}| + |U_\text{BE4}| \tag{5}$$
Warunkiem na to, aby $U_\text{o}$ mogło być równe $0\text{ V}$ dla maksymalnego prądu wpływającego ($-2\text{ A}$) jest nierówność
$$U_{R_\text{E4}\text{max}} \leq |E_2| - U_\text{r2} - |U_\text{BE3}| - |U_\text{BE4}| \tag{6}$$
$$\begin{array}{l} E_2 = -5\text{ V} \\ U_\text{r2} = U_\text{r1} = U_\text{r3} = U_\text{r} \end{array}$$
gdzie $U_\text{r}$ jest napięciem resztkowym pomiędzy napięciem zasilania wzmacniacza operacyjnego, a jego maksymalnym napięciem wyjściowym (najbardziej zbliżonym do napięcia zasilania). Dla TL082 wynosi ono $3\text{ V}$ dla obciążenia wzmacniacza rezystancją nie mniejszą niż $10\text{ kΩ}$ oraz całkowitym napięciu zasilania $30\text{ V}$.
Przyjmując dodatkowo napięcia baza-emiter równe $0.7\text{ V}$ oraz $I_{R_\text{E4}\text{max}} = 2\text{ A}$ (max prąd wpływający) otrzymujemy
$$R_\text{E} = R_\text{E2} = R_\text{E4} = \frac{0.5(|E_2|-U_\text{r}-2U_\text{BE})}{I_{R_\text{E4}\text{max}}} = 0.15\,\Omega \tag{7}$$
Współczynnik $0.5$ realizuje zalecenie nierówności (6).
W stanie spoczynku dla
$$E_1 = 15\text{ V}$$
mamy następujący prąd spoczynkowy
$$I_\text{sp} = \frac{U_{R_\text{E}\text{sp}}}{R_\text{E}} = \frac{2 V_\text{IOmax}}{R_\text{E}} = 120\text{ mA} \tag{8}$$
Dla $E_1 = 30\text{ V}$ nieznacznie się zwiększy.
Z powyższego obliczenia widać, że trudno jest uzyskać płytką klasę AB. Wynika to ze zbyt małego stosunku $\frac{|E_2|}{V_\text{IOmax}}$.
Maksymalna moc wydzielana na rezystorach emiterowych wynosi
$$P_{R_\text{E4}\text{max}} = P_{R_\text{E2}\text{max}} = I_\text{omax}^2 R_\text{E} = 600\text{ mW} \tag{9}$$
