Prezentowany układ dwóch transformatorów (rys.1) realizuje podział całego pasma częstotliwości na podzakresy niskotonowy i wysokotonowy, które transformowane są niezależnie przez każdy z transformatorów. Układ ten wydaje się być konkurencyjny w stosunku do jednego transformatora szerokopasmowego, przy założeniu nie pobierania ujemnego sprzężenia zwrotnego (USZ) zza transformatorów.

Rys.1. Schemat połączeń układu dwóch transformatorów.

 

Obecnie przedstawiam jedynie opis teoretyczny, gdyż dotychczasowe praktyczne testy nie były na tyle dokładne, aby ich opis można było tutaj zamieścić - zrealizowałem je na dość przypadkowych elementach, a samą ocenę dokonałem na słuch. Wyniki jednak były bardzo zachęcające. Ponadto wykonałem gruntowną symulację komputerową, która pokazała wszystkie szczegóły i uwarunkowania działania układu. Mam nadzieję, że niebawem zamieszczę dokładne wyniki pomiarów rzeczywistego układu dwóch transformatorów.

Analiza teoretyczna

A2. Model teoretyczny układu dwóch transformatorów.

 

Założeniem wstępnym jest równość przekładni obu transformatorów. W celu wyeliminowania zjawisk nie będących przedmiotem analizy, dokonałem następujących uproszczeń (rys.A2):

  • Przekładnie obu transformatorów  nn = nw = n = 1, gdzie n = z2 / z1 i z1 - liczba zwojów uzwojenia pierwotnego, a z2 - wtórnego.
  • Współczynniki sprzężenia pomiędzy uzwojeniami pierwotnym i wtórnym obu transformatorów są równe 1.
  • Pojemności wejściowa i wyjściowa transformatora TrN są skupione na jego uzwojeniu pierwotnym.
  • W dalszej części zostanie wyeliminowane dolne ograniczenie pasma przenoszenia układu.

Transmitancja napięciowa układu z rysunku A2 przedstawia się następująco:

    (B1)

gdzie s = .

W celu eliminacji ograniczenia pasma przenoszenia od strony niższych częstotliwości, zostanie znacznie zwiększona wartość indukcyjności Ln:

    (B2)

W ten sposób wpływ tej indukcyjności został w dalszej analizie zlikwidowany.

Teraz interesować nas będzie uzyskanie stałości jedynie modułu |T2(s)| (niezależnie od ω), gdyż już ze sposobu połączenia uzwojeń wtórnych transformatorów wynika dla tej transmitancji niemożność uzyskania stałości fazy.

    (B3)

Do przeanalizowania przebiegu |T2(ω)| potrzebna nam będzie pochodna tej funkcji względem pulsacji ω:

    (B4)

Warunkiem uzyskania stałości funkcji |T2(ω)| jest występująca dla każdej wartości ω równość:

    (B5)

Ogólnym, mającym fizyczny sens rozwiązaniem równania (B5) jest wymóg spełnienia przynajmniej jednej z trzech poniższych równości:

    (B6)

    (B7)

    (B8)

Wyrażenia (B6) i (B7) są interesującymi nas rozwiązaniami, gdyż nie zależą od ω. Na ich podstawie definiuję rezystancję charakterystyczną R układu dwóch transformatorów:

    (B9 - def)

Rozwiązanie (B8) informuje nas o istnieniu jednego ekstremum funkcji |T2(ω)|, które oczywiście zanika przy spełnieniu równania (B6) i/lub (B7). Występuje ono na pulsacji rezonansowej szeregowego obwodu rezonansowego LwC. Nazwijmy pulsację występowania tego w zasadzie potencjalnego ekstremum pulsacją podziału ωp, jako że występuje w tym punkcie równomierny podział napięcia pomiędzy oboma transformatorami:

    (B10 - def)

Ostatecznie na podstawie (B9) i (B10) otrzymujemy wzory projektowe układu:

    (B11)

    (B12)

Z (B6), (B7) i (B9) wynika warunek stałości |T2(ω)|. Wystarczy spełnić jedną z następujących dwóch równości lub inaczej - warunków dopasowania:

    (B13)

    (B14)

Wtedy to niezależnie od ω moduł transmitancji samego układu dwóch transformatorów będzie równy 1, natomiast względem eg oczywiście wyniesie

    (B15)

Podobna jak powyżej, analiza dla impedancji wejściowej "widzianej" przez źródło napięcia egRg pokazuje, że jest ona niezależna od ω jedynie przy R = Ro. Ma ona wtedy charakter rezystancji i jest równa Ro. Identyczny warunek niezależności od ω dotyczy modułu tej impedancji.

Ostatecznie, ze względu na możliwość wahań rezystancji Ro, korzystnie jest przyjąć mocniejszą zasadę

    (B16)

Na rysunkach A3, A4 i A5 przedstawiono wpływ wartości rezystancji obciążenia Ro na pracę układu.

 

Rys.A3. |T2(ω)| w zależności od Ro, przy Rg < R.

 

Rys.A4. |T2(ω)| w zależności od Ro, przy Rg > R.

 

Rys.A5. |Zwe(ω)| wejścia układu transformatorów w zależności od Ro, przy Rg = R.

 

To niezwykłe zachowanie się układu na rys. A4 i A5 przy ω = ωp można wytłumaczyć transformacyjnymi właściwościami szeregowego obwodu rezonansowego LwC. W szczególności przebieg |Zwe(ω)| (im mniejsza Ro tym większy |Zwe(ωp)|) można wyjaśnić następująco: niska rezystancja Ro przytłumia szeregowy obwód LwC, nie pozwalając mu na osiągnięcie "w pełni" rezonansu, a tym samym zera omów na jego wejściu.

Analizując wpływ dokonanych na wstępie uproszczeń trzeba wymienić:

  • Przyjmując przekładnie transformatorów nn = nw = n = 1, jako Ro trzeba przyjąć wartość

    Stosownie do wielkości n ulegają zmianie indukcyjności uzwojeń wtórnych obu transformatorów.
    Dodatkowo, jeśli naruszymy warunek nn = nw, zostanie zdeformowana charakterystyka przenoszenia układu.
  • Rozkładając pojemność C na dwie C1 i C2 wydaje się najkorzystniejszym dokonać równego podziału na jednakowe reaktancje względne po obu stronach TrN np.:


    To zalecenie ma jednak tylko naturę praktyczną.
  • Przyjmując skończoną wartość Ln, trzeba zapewnić pojemność zastępczą równoległego obwodu rezonansowego LnC przy ωp zbliżoną do C. Jednak w praktyce wpływ ten jest względnie mały.

Dogłębne omówienie

Układ dwóch transformatorów wprowadza zniekształcenia fazy (rys.2) spowodowane sposobem połączenia uzwojeń wtórnych (bardzo łagodne przejście od 0° do -180°), a co za tym idzie niemożność załączenia USZ dalej niż z anody lampy. Takie połączenie tych uzwojeń jest jednak konieczne w celu eliminacji niekorzystnych skutków rezonansu szeregowego uzwojenia pierwotnego TrW i pojemności C1 (i transformowanej C2). Rezonans ten powodował powstawanie doliny w okolicy częstotliwości podziału fp (przesunięcie fazy), niemożliwej przeze mnie do wyeliminowania.

 

Rys.2. Faza napięcia wyjściowego. fp = 1 kHz. Wykres nie uwzględnia ograniczeń pasmowych całego systemu.

 

Warunkiem poprawnej pracy układu jest bardzo mała indukcyjność rozproszenia TrN, co niejako koliduje z głównym założeniem zastosowania tanich transformatorów (rys. 3). Indukcyjność ta wraz z C2 tworzy pasożytniczy szeregowy obwód rezonansowy, który pośrednio wpływa na charakterystykę częstotliwościową układu.

Rezystancja drutu nawojowego ma istotny wpływ na wielkość "szkody" wyrządzonej przez indukcyjność rozproszenia TrN. Większa wartość tej rezystancji osłabia niekorzystne oddziaływanie tej indukcyjności. Oczywiście zwiększają się wtedy straty mocy, ale inna symulacja komputerowa pokazuje, że istnieje optymalna wartość rezystancji drutu, przy której "korzyść znacznie przewyższa straty" - mniej więcej pokrywa się ona z rzeczywistą rezystancją drutu nawojowego.

Warto też zwrócić uwagę na fakt, że mogące wystąpić z tytułu indukcyjności rozproszenia TrN zafalowania charakterystyki są względnie wąskopasmowe i w praktyce mogą okazać się mało istotne lub po prostu zostać "rozmyte" w rzeczywistych transformatorach, gdzie indukcyjności i pojemności są bardziej rozłożone niż w analizowanym modelu.

 

Rys.3. Uwy(f) w zależności od indukcyjności rozproszenia TrN (przeniesionej na uzwojenie pierwotne). Przebiegi od prawej dla 50 mH, 100 mH, ..., 300 mH, co 50 mH. Rezystancja uzwojenia pierwotnego 100 Ω, indukcyjność powyżej pewnej wartości nieistotna. Robc_lampy = 5 kΩ, fp = 1 kHz. Widzimy, że dopiero przy 50 mH osiągamy względnie liniowy przebieg charakterystyki wzmacniacza (-0,6 dB).

 

Jeśli nie zaznaczę inaczej, będę pomijał wpływ indukcyjności rozproszenia TrN.

Rozdział częstotliwości następuje na uzwojeniach TrW (indukcyjności ściśle określone) oraz pojemnościach C1 i C2 (również określone). Jak dalej pokażę, z ich wartościami jest związana rezystancja charakterystyczna R układu dwóch transformatorów, której sens jest podobny do impedancji falowej filtru. Jeśli przynajmniej jedna z wielkości: Rwy_lampy lub Rgłośnika (przetransformowana) jest równa R, otrzymujemy liniowy przebieg charakterystyki przenoszenia w okolicy fp.

Poniżej przedstawiam tę sytuację (rys. 4, 5 i 6). Każdy wykres pokazuje przebieg Uwy(f) całości układu w zależności od Rwy_lampy. Istotny jest tu tylko fragment w okolicy fp = 1 kHz. Mamy źródło prądowe (lampa) o wartości 20 mA i zwieramy je kolejno rezystancjami 1 kΩ, 3 kΩ, 5 kΩ, ..., 25 kΩ co 2 kΩ (kolejne krzywe od dołu), co ma symulować różne Rwy_lampy. Załączając te rezystancje na wyjście źródła I powodujemy oczywiście zmianę wartości napięcia wyjściowego całego układu, ale wydaje się to akurat tutaj nie przeszkadzać.

Transformatory przekładają znamionową rezystancję głośnika 8 Ω na 5 kΩ. Trzeci przebieg od dołu przedstawia sytuację przy Rwy_lampy = R.

Na rys. 4, ze względu na równość: Transf(Rglośnika) = R, nawet przy Rwy_lampy → ∞ (nie uwidocznione na rysunku) uzyskujemy równomierny przebieg.

 

Rys.4. Uwy(f). Przebiegi od dołu dla Rwy_lampy = 1 kΩ, 3 kΩ, 5 kΩ, ..., 25 kΩ, co 2 kΩ. Rgłośnika = 8 Ω (znamionowa). Pominięte ograniczenia pasma całego systemu.

 

Kolejne rysunki (5 i 6) pokazują przebiegi przy innych rezystancjach głośnika: 16 i 4 Ω. Widać, że tylko przy Rwy_lampy = R (3 przebieg od dołu) mamy całkowitą niezależność charakterystyki w pobliżu fp od rezystancji głośnika.

 

Rys.5. Uwy(f). Przebiegi od dołu dla Rwy_lampy = 1 kΩ, 3 kΩ, 5 kΩ, ..., 25 kΩ, co 2 kΩ. Rgłośnika = 16 Ω. Pominięte ograniczenia pasma całego systemu.

 

Rys.6. Uwy(f). Przebiegi od dołu dla Rwy_lampy = 1 kΩ, 3 kΩ, 5 kΩ, ..., 25 kΩ, co 2 kΩ. Rgłośnika = 4 Ω. Pominięte ograniczenia pasma całego systemu.

 

To dziwne zachowanie się tych transformatorów tłumaczę zjawiskiem wspomnianego na początku rezonansu szeregowego.

 

Rys.7. Uwe(f) (czyli napięcie wyjściowe lampy) w zależności od rezystancji głośnika przy Rwy_lampy = R = 5 kΩ. Bez ograniczeń pasma całego systemu.

 

Na rys. 7 widać kolejną dziwną rzecz - im mniejsza rezystancja głośnika, tym mniejszy spadek Uwe przy f = fp. Wytłumaczenie jest proste - niska rezystancja bardziej przytłumia szeregowy obwód rezonansowy, nie pozwalając mu tym samym na osiągnięcie w "pełni" rezonansu, czyli zera omów. Powyższy wykres, ale dla Uwy, przedstawiałby oczywiście 3 linie proste (patrz poprzednie wykresy).

Ostatecznie wg. rysunków 4 - 7, zalecam zachowanie warunku:

Rwy_lampy = R = Transf(Rgłośnika)

Najodpowiedniejsza wydaje się więc tutaj trioda. Oczywiście można zastosować z takim samym skutkiem pentodę + USZ, które to sprzężenie pozwoli jej osiągnąć niższą Rwy_lampy.

 

Rys.8. Napięcia na uzwojeniach pierwotnych w zależności od f, przy różnych rezystancjach głośnika. Rwy_lampy = 5 kΩ. Bez ograniczeń pasma całego systemu.

 

Na rys. 8 widzimy, że rezonans szeregowy uzwojenia pierwotnego TrW i C1, C2 (równocześnie wtórnego i C2, C1) nie powoduje żadnych przepięć na transformatorach. Dalej pokażę, że rezonans ten ma miejsce przy małej dobroci i nie powoduje żadnych oscylacji w układzie.

Przyjmując dla transformatora fg / fd = 100 (mówimy o paśmie połowicznej maksymalnej mocy wzmacniacza klasy A), można by w tym układzie z łatwością osiągnąć pasmo 10 Hz - 100 kHz. Ale układ ten zapewnia dużo szersze pasmo, niż suma pasm poszczególnych transformatorów! (wszystko to przy założeniu małej indukcyjności rozproszenia TrN). Wynika to z możliwości większego niż mogłoby się wydawać rozstawienia pasm transformatorów, gdyż w okolicy fp niejako "wspomagają" się nawzajem (sumowanie w fazie) za sprawą wspomnianego szeregowego obwodu rezonansowego (L i pojemności uzwojeń TrN). Obwód ten nie wprowadza jednak żadnych oscylacji (potencjalnie na fp), gdyż pracuje w warunkach małej dobroci (rys. 9 i 10).

 

Rys.9. Odpowiedź wyjścia na skok prądu na wejściu (niemal pominięte ograniczenia pasma całego systemu). Nie widzimy tutaj jakichkolwiek oscylacji.

 

Rys.10. Odpowiedź górnej końcówki uzwojenia pierwotnego TrN na skok prądu na wejściu (niemal pominięte ograniczenia pasma całego systemu). Tutaj też nie widać żadnych oscylacji szeregowego obwodu rezonansowego.

 

W zamian braku możliwości objęcia przez USZ układu dwóch transformatorów, jest korzyść podziału całego pasma na podzakresy, co z pewnością przyczyni się do zmniejszenia zniekształceń nieliniowych przez nie wnoszonych.

Podstawowa procedura projektowa

Nie uwzględnia ona istnienia indukcyjności rozproszenia TrN.

1. Obieramy częstotliwość podziału fp.

2. Obliczamy indukcyjność uzwojenia pierwotnego TrW oraz pojemność widzianą na zaciskach uzwojenia pierwotnego TrN wg. wzorów:

    (1)

    (2)

R - rezystancja charakterystyczna
fp - częstotliwość podziału pomiędzy oboma transformatorami

Np. dla fp = 1 kHz i R = 5 kΩ mamy:

L = 398 mH i C = 63,7 nF !

Można tu oszacować dodatkowy zysk szerokości pasma wynoszący... 2 oktawy (!) w stosunku do sumy pasm obu transformatorów z osobna (tę zależność widać bezpośrednio we wzorach). Ostatecznie można przyjąć dla dwóch transformatorów o fg / fd = 100 każdy, pasmo przenoszenia w przedstawianym tutaj układzie równe np. 5 Hz - 200 kHz! Wszystko to przy założeniu małej indukcyjności rozproszenia TrN. Przypominam, że mówię o paśmie połowicznej maksymalnej mocy wzmacniacza w klasie A.

Problemem pozostaje kwestia "rozbicia" pojemności C na C1 i C2. Wydaje się, że najlepszym rozwiązaniem będzie podział na dwie równe reaktancje względne po obu stronach TrN (względem np. 5 kΩ i 8 Ω). Przykładowo:

    (3)

    (4)

C1 = 31,85 nF; C2 = 19,9 µF.

3. Wyznaczenie indukcyjności uzwojenia pierwotnego TrN odbywa się na podstawie znajomości C1. Ideałem by było, aby pojemność uzwojenia pierwotnego TrN była równa właśnie C1 - uzyskamy wtedy najszersze pasmo od dołu (z założenia indukcyjność rozproszenia do pominięcia). Jednak w praktyce z pewnością pojemność uzwojenia będzie musiała być mniejsza, a brakującą część do C1, trzeba będzie uzupełnić kondensatorem zewnętrznym. C2 montujemy od razu - pojemności uzwojenia wtórnego są pomijalnie małe.

4. Uzwojenia wtórne TrN i TrW obliczamy na podstawie ogólnie znanych zależności pamiętając, aby przekładnie obu transformatorów były sobie równe.

Praktyczna procedura projektowa

Jest ona niejako rozszerzeniem podstawowej procedury projektowej, umożliwiając pewniejszy start dla eksperymentatorów tego układu.

Zostanie tu uwzględniona indukcyjność rozproszenia TrN, przeniesiona na uzwojenie pierwotne. Tworzy ona wraz z C2 pasożytniczy szeregowy obwód rezonansowy, pośrednio zniekształcający charakterystykę przenoszenia transformatorów. Jak wyżej pokazałem (rys. 3), dla Rwy_lampy = Robc_lampy = R = 5 kΩ i fp = 1 kHz, dopiero wartość Lrozpr = 50 mH pozwala na osiągnięcie względnie liniowego przebiegu tej charakterystyki.

Przy dostatecznie małej Lrozpr praktyczna procedura projektowa przekształca się w podstawową procedurę projektową.

Zatem w praktyce, przyjmując podaną wyżej fp, mamy ograniczenie na maksymalną indukcyjność uzwojenia pierwotnego TrN lub ogólniej, na maksymalną wartość stosunku fp / fd, który przy wcześniejszych założeniach oraz Lrozpr = 0 wynosi 200, lub maksymalną fp / fs (gdzie fs jest docelowym geometrycznym środkiem pasma), który teoretycznie może się zwiększyć do wartości 1. Ostatecznie po przeskalowaniu możemy osiągnąć węższe pasmo przenoszenia niż w podstawowej procedurze projektowej (rys. 11).

 

Rys.11. Rozkład częstotliwości charakterystycznych (logarytmiczny) podczas obliczeń. fd - częstotliwość dolna, fg - górna, fs - geometrycznego środka pasma, fp - podziału pomiędzy transformatorami. W praktyce prawdopodobnie uzyskamy fp < fs oraz węższe pasmo przenoszenia.

 

Rysunek 3 odnosi się do R = 5 kΩ i związanej z tym wartości Lrozpr. Pozostanie on niezmieniony (oraz poprawność działania całego układu) jeśli wraz ze zmianą R zmienimy proporcjonalnie wszystkie rezystancje (włącznie z rezystancją drutu) i indukcyjności oraz odwrotnie proporcjonalnie pojemności.

 

Praktyczna procedura przedstawia się następująco:

1. Ustalenie ilorazu

    (5)

dla danego typu transformatora TrN. Iloraz ten mówi nam ile razy indukcyjność pierwotna tego transformatora jest większa od indukcyjności rozproszenia przeniesionej na uzwojenie pierwotne. W moich pobieżnych pomiarach:

  • k = 100 dla transformatora sieciowego typu E,
  • k = 500 dla transformatora sieciowego toroidalnego.

2. Obliczenie wstępne indukcyjności pierwotnej TrN:

    (6)

gdzie Lrozpr_wst = 50 mH. Podana wartość Lrozpr_wst odnosi się do warunków rysunku 3 i jest proporcjonalna do przyjętej R.

3. Wyliczenie wstępnej dolnej częstotliwości granicznej (przy spadku 3 dB):

    (7)

gdzie: R = Rwy_lampy = Robc_lampy.

Ta wstępna wartość odnosi się do sytuacji przed przeskalowaniem względem przyjętej fs.

4. Arbitralne wyznaczenie docelowego geometrycznego środka pasma fs (1 kHz, jeśli korzystamy z wniosków rysunku 3).

5. Oszacowanie wstępnej górnej częstotliwości granicznej układu fg_wst (-3 dB) przy założeniu, że TrW pracuje od 2fs = 2fp_wst = 2 kHz. Powyżej przyjmowałem przeciętne pasmo transformatora, pozwalające sięgnąć fg_wst = 200 kHz. Oszacowanie to opiera się na przeświadczeniu o minimalnych możliwościach naszego TrW.

6. Wyliczenie docelowych charakterystycznych częstotliwości (przeskalowanie względem przyjętej fs wartości wstępnych):

    (8)

    (9)

    (10)

Dalsze obliczenia będą się opierać już na przeskalowanych danych.

7. Obliczenie indukcyjności uzwojenia pierwotnego TrN wg. wzoru:

    (11)

Oczywiście należy mieć na uwadze konieczność przenoszenia przez TrN pasma do fp. Gdyby tak nie było, co jest mało prawdopodobne, należy zmniejszyć indukcyjność wyliczoną w p.2 i powtórzyć obliczenia.

8. Obliczenie L i C wg. (1) i (2). Przypominam, że L jest indukcyjnością uzwojenia pierwotnego TrW.

9. Rozłożenie pojemności C na C1 i C2 wg. (3) i (4).

Już w tym miejscu należy oszacować, czy wskutek zastosowania TrN o rewelacyjnie dużym k pojemność jego uzwojenia pierwotnego nie przekroczy C1. Jeśli przekroczy (co jest raczej nieprawdopodobne), należy zmniejszyć indukcyjność wyliczoną w p.2 i powtórzyć obliczenia.

10. Obliczenie uzwojeń wtórnych transformatorów z zachowaniem równości obu przekładni.

Przykład

Poniżej obliczę układ połączeń dwóch transformatorów wg. praktycznej procedury projektowej. Podkreślone zostały wyniki końcowe.

1. Przyjmuję k = 500.

2. Wg. (6): Lpierw_wst = 25 H.

3. Przyjmując R = 5 kΩ (w p.2 przyjąłem Lrozpr_wst = 50 mH), wg. (7): fd_wst = 31,8 Hz.

4. Obieram fs = 1 kHz (korzystam z wniosków rys. 3).

5. Przewiduję, że wykonany przeze mnie TrW osiągnąłby wstępną fg_wst = 200 kHz.

6. Docelowe charakterystyczne częstotliwości przedstawiają się następująco:

  • Wg. (8): fd = 12,6 Hz.
  • Wg. (9): fg = 79,3 kHz.
  • Wg. (10): fp = 397 Hz.

Osiągnięte pasmo wydaje się zachęcać do eksperymentów nad omawianym układem.

7. Indukcyjność uzwojenia pierwotnego TrN wg. (11) wynosi: Lpierw = 63,2 H. Od razu otrzymujemy też Lrozpr = 126 mH.

8. Wartości L i C:

  • indukcyjność uzwojenia pierwotnego TrW wg. (1) wynosi: L = 1 H.
  • pojemność "widziana" na zaciskach uzwojenia pierwotnego TrN wg. (2) wynosi: C = 160 nF.

9. Rozdział pojemności C wygląda następująco:

  • Wg. (3): C1 = 80 nF.
  • Przyjmując Rgłośnika = 8 Ω wg. (4): C2 = 50 µF.

Łatwo zauważyć, że C1 praktycznie nie zależy od tolerancji pojemności uzwojenia pierwotnego TrN (oczywiście podobnie C2).

10. Obliczenie parametrów uzwojeń wtórnych pomijam.

Na rys. 12 i 13 przedstawiam wyniki symulacji obliczonego wyżej układu połączeń transformatorów. Ze względu na skończoną wartość Rwy_lampy, pasmo pokazane na tych rysunkach jest szersze od wyliczonego powyżej. Jednak tylko w paśmie wyżej wyliczonym jest zapewnione oddanie przez wzmacniacz klasy A mocy P ≥ 0,5 Pmax.

 

Rys.12. Uwy(f) [dB] obliczonego układu połączeń transformatorów. Uwzględniona jest tutaj rezystancja drutu Rpierw przeniesiona na uzwojenie pierwotne TrN.

 

Rys.13. Faza(f) napięcia Uwy przedstawionego na rys. 12.

 

Podsumowanie

Omówiony układ dwóch transformatorów może być wstępem do realizacji układu trzech i więcej transformatorów przenoszącego jeszcze szersze pasmo częstotliwości.

 

Rys.14. Sugerowane schematy połączeń układu trzech transformatorów na wyjściu wzmacniacza lampowego.

 

Przyjmując na rys. 14 dla każdego trafa fg / fd równe średnio 50, pasmo całego układu można oszacować na 2,8 Hz - 350 kHz !!!

Zachęcam do eksperymentów nad tym i podobnymi układami mającymi na celu rezygnację z wykonywania jednego, kosztownego szerokopasmowego transformatora.

© Copyright Krzysztof Kolisz 2001